调制方式按照传输特性，调制方式可分为线性调制和非线性调制。广义的线性调制，是指已调波中被调参数随调 制信号成线性变化的调制过程。狭义的线性调制，是指把调制信号的频谱搬移到载波频率两侧而成为上、下边带的调制过程。
线性调制理论概述
连续波调制CWM（Sine wave）：是正弦波为载波的调制方法 有两大类：
线性调制 ： Z out = ∑ ki Zin ( f -f oi )
非线性调制 ：无上述线性关系。
模拟线性调制
1. 常规双边带调幅（DSB-AM）
2. 双边带调幅的调制（DSB）
3. 单边带调制（SSB）
4. 残留边带调制（VSB）
常规双边带调幅（DSB-AM）
S AM (t ) = [ A0 + f (t )] cos(ωc t + θc )
A 其中： 0 外加直流； f (t ) 调制信号； ωc 载波信号的角频率； θc 载波信号的起始相位。 这是简单和直观的调制方法， 可用包络检波的方法很容易恢复 原始的调制信号。 [
检波不失真的前提是：A0 + f (t )] ≥ 0 ； 否则，会出现过调幅，举例说明。
①调制信号为单频余弦 令 则有f (t ) = Am cos(Ω mt + θ m ) S AM (t ) = [ A0 + Am cos(Ω mt + θ m )] cos(ωc t + θ c ) = A0 [1 + β AM cos(Ω mt + θ m )] cos(ωc t + θ c )β 其中： AM Am = ；为调幅指数，其值应≤1。 A0
②调制信号为确定性信号时的已调信号频谱 令 S AM (t ) = [ A0 + f (t )] cos(ωc t + θ c ) 1 = [ A0 + f (t )][e j (ωct +θ c ) + e ? j (ωct +θ c ) ] 2若f(t)的频谱为 F(ω)，由傅氏变换F [ A0 ] = 2πA0δ (ω )F [ f (t )e ± jωct ] = F (ω m ωc )可得1 S AM (ω ) = [2πA0δ (ω ? ωc ) + F (ω ? ωc )]e jθ c 2 1 + [2πA0δ (ω + ωc ) + F (ω + ωc )]e ? jθ c 2 为简化起见，令θ=0，则有1 S AM (ω ) = πA0δ (ω ? ωc ) + F (ω ? ωc ) 2 1 + πA0δ (ω + ωc ) + F (ω + ωc ) 2若用卷积表示，令θ=0，则有S AM (t ) = [ A0 + f (t )] cos(ωc t ) = m(t ) ? c(t ) 1 S AM (ω ) = [m(ω ) ? c(ω )] 2π
其中：m(t ) = A0 + f (t )， c(t ) = cos ωc t M (ω ) = F [m(t )] = 2πA0δ (ω ) + F (ω ) C (ω ) = F [cos ωc t ] = π [δ (ω ? ωc ) + δ (ω + ωc )]此结果与上述结果完全相同。
③功率分配（平均功率）2 S AM = S AM (t ) = [ A0 + f (t )]2 cos 2 ωc t由于 f (t ) = 0, cos 2ωc t = 0 S AM A02 f 2 (t ) = + = Sc + S f 2 2 Sc═ 载波功率 Sf ═ 边带功率 平均功率的结果包括载波功率和边带 功率两部分 由定义可知，只有边带功率才与调制 信号有关。 于是我们可以定义调制效率为η AM = Sf S AM = f 2 (t ) A02 + f 2 (t ) 2 当调制信号为单频余弦时，f (t ) 2 = Am / 2 ，此时η AM 2 2 Am β AM = = 2 2 2 2 A0 + Am 2 + β AM当处于临界点时，βAM=1，调制效率最大为ηAM=1/3 调制效率最大的调制信号是幅度为A0的方波，ηAM=0.5
结论： 载波分量C是不携带信息的，但是却占据了大量 功率，这部分功率被白白地浪费掉，如果能够抑 制载波分量，则可以节省这部分功率，于是演变 另一种调制方式：抑制载波双边带调制。
④调制信号为随机信号时已调信号的功率谱密度 信号为已知，可通过信号的自相关函数得到功率谱 密度来研究调制效率和特性。 对于各态历经的平稳随机过程/广义平稳随机过程， 功率谱密度与自相关函数之间是一对傅氏变换关 系。 信号波形的自相关特性→自相关函数； 功率谱密度→平均功率→调制效率。
抑制载波双边带调制（DSB-SC）
如果要抑制载波，只要不附加直流分 量 A0 ，即可得到抑制载波的双边带调幅， 其时间表达时为S DSB (t ) = f (t ) cos ωc t当 f (t ) 为确知信号时，已调信号的频谱为1 S DSB (ω ) = [ F (ω ? ωc ) + F (ω + ωc )] 2 常规双边带调幅与抑制载波常规双边带调幅的比较 当 A0 = 0 时，此为抑制载波常规双边带调幅； 当 A0 ≠ 0 时，此为常规双边带调幅。 调制器详见平衡调制器和环形调制器 此种解调器只能采用相干解调的方法 如在解调端插入强载波后，就可以采 用包络检波的方法。 如一发多收时可以在信号发送端插入强载波。 平衡调制器 由上图可知，非线性单元输入为：x1 = f (t ) + cos ωc t非线性单元输出为：x2 = ? f (t ) + cos ωc t y1 = a1[ f (t ) + cos ωc t ] + a2 [ f (t ) + cos ωc t ]2 y2 = a1[? f (t ) + cos ωc t ] + a2 [? f (t ) + cos ωc t ]2因此，经带通滤波滤出下式的第二项即可y = y1 ? y2 = 2a1 f (t ) + 4a2 f (t ) cos ωc t 环形调制器 如果要抑制载波，只要不附加直流分 量 A0 ，即可得到抑制载波的双边带调幅， 其时间表达时为(?1) n ?1 C (t ) = ∑ cos[2πf c t (2n ? 1)] π n =1 2n ? 1 4 ∞当 f (t ) 为确知信号时，已调信号的频谱为S (t ) = C (t ) f (t ) 4 ∞ (?1) n ?1 = ∑ cos[2πf c t (2n ? 1)] f (t ) π n =1 2n ? 1工作原理：D1D2/D3D分别导通。
单边带调制（SSB）
单边带调制只传送双边带调制信号的 一个边带，节省频带的最佳方法。
1. 直观方法：滤波法形成H SSB (ω ) 的特性为?1 H SSB (ω ) = H USB (ω ) = ? ?0 ?1 = H LSB (ω ) = ? ?0ω > ωc ω ≤ ωc ω < ωc ω ≥ ωc单边带信号滤波法形成的频谱如图 单边带解调不能用简单的包络检波， 其信号包络不能反映调制信号的波形 单边带调制的解调应采用相干解调法 例：某边带信号 要求载频：10MHz， 带宽：300~3400Hz。 上下边带间隔：600Hz受滤波器归一化值限制 600Hz过渡带上升40dB 只有选择两级滤波器 第一级载频选：100kHz 第二级载频选：10MHz
2. 单边带调制移相法形成 希尔伯特变换/正交对/希尔伯特 滤波器/宽带移相网络 必须将信号宽带移相-π/2，而且 ?移相-π/2必须稳定和准确； ?对所有频率分量都要移相-π/2
3. 单边带调制维弗法形成 维弗法利用载频的正交分量，只需载波 移相-π/2，而不必将信号宽带移相-π/2 信号的频率范围为 第一载频为 实际载频为1 2ωL ? ωHωa = (ω L + ω H )ω c = ω a + ωb 1 滤波器截止频率为 (ω H ? ω L ) 2
残留边带调制（VSB）
残留边带调制是介于单边带与抑制载波 双边带调制的一种方法。除了传送一个 边带之外，还保留了另一个边带的一部 分，即过渡带。实现较容易。 残留边带调制同样可以用移相法，实际 上大都采用滤波法。 滤波法方法可分为： 残留部分上边带的方法 其频谱特性如中图所示。 残留部分下边带的方法 其频谱特性。 残留边带滤波器的传递函数在载 频附近必须具有互补对称特性 为了保证相干解调的结果不失真H VSB (ω ? ωc ) + H VSB (ω + ωc ) = 常数 残留边带滤波器衰减特性：可以 较陡峭→单边带，也可以较平缓 →双边带，合适选择。 滤波器的衰减滚降特性：直线滚 降和余弦滚降（电视信号）。
线性调制可以分为两种：广义的线性调制和狭义的线性调制。其中狭义的线性调制只改变频谱中各分量的频率，但不改变各分量振幅的相对比例，使上边带的频谱结构与调制信号的频谱相同，下边带的频谱结构则是调制信号频谱的镜像。狭义的线性调制有调幅(AM)、抑制载波的双边带调制(DSB-SC)和单边带调制(SSB)、残留边带调制（VSB）。